MOSFET导通、关断过程详细分析、损耗分析、米勒效应、datasheet解释
MOSFET导通、关断过程详细分析、损耗分析、米勒效应、datasheet解释
MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）是电子工程领域中一种重要的功率开关器件，广泛应用于电源电路和驱动电路的设计中。本文将从MOSFET的导通和关断过程、米勒效应、datasheet参数解释以及损耗分析等多个方面进行详细探讨，帮助读者深入了解MOSFET的工作原理和设计要点。
一、MOSFET导通、关断过程详细分析
1. MOSFET开通过程
- T0~T1阶段：驱动电路通过栅极电阻Rgate对栅源电容Cgs充电，栅源电压Vgs以指数形式上升。
- T1~T2阶段：Vgs达到MOSFET开启电压，MOSFET进入线性区，漏极电流Id缓慢上升，至T2时刻Id达到饱和或负载最大电流。在此期间，漏源极之间仍承受近乎全部电压Vdd。
- T2~T3阶段：T2时刻Id达到饱和并维持稳定值，MOS管工作在饱和区，Vgs固定不变，电压Vds开始下降。此期间Cgs不再消耗电荷，VDD开始给Cgd提供放电电流。
- T3~T4阶段：电压Vds下降到0V，VDD继续给Cgs充电，直至Vgs=VDD，MOSFET完成导通过程。
2. MOSFET关断过程
MOSFET关断过程是开通过程的反过程。具体细节可参考相关资料。
二、弄懂MOSFET的导通过程和损耗分析
1. MOSFET导通过程分析
MOSFET和三极管的特性曲线有所不同，其中MOSFET的饱和区也称为恒流区、放大区。MOSFET在从关断到导通的过程需要电流（电荷），原因是因为MOSFET各极之间存在寄生电容Cgd，Cgs和Cds。MOSFET导通条件是Vgs电压至少达到阈值电压Vgs(th)，其通过栅极电荷对Cgs电容充电实现。
米勒电容，米勒效应，米勒平台
MOSFET的米勒效应指其输入输出之间的分布电容（栅漏电容）在反相放大作用下，使得等效输入电容值放大的效应。由于米勒效应，MOSFET栅极驱动过程中，会形成平台电压，引起开关时间变长，开关损耗增加。
在MOSFET的规格书上一般还有如图5所示的栅极充电曲线，其可以很好地解释为何Vgs电压会有米勒平台。Vgs一开始随着栅极电荷的增加而增加，但是当Vgs增加到米勒平台电压大小Vp时，即使栅极电荷继续增加，Vgs也保持不变，因为增加的栅极电荷被用来给Cgd电容进行充电。
图5
图6
米勒平台电压的大小可以近似地通过以下公式进行估算，Id=gfs(Vp-Vgs(th))，通过规格书可以得到阈值电压Vgs(th)和跨导gfs，根据电路参数可以得到漏极电流Id，因此，可以近似推算出米勒平台电压Vp。
了解了MOSFET的米勒平台后，我们可以分析一下图3所示导通过程中MOSFET电压电流的变化曲线。以常见的MOSFET开关电路为例，在t0~t1时间段内，Vgs小于阈值电压Vgs(th)时，MOSFET处于截止区关断，漏极电流Id=0，漏源极电压差Vds为输入电压Vin。
在t1~t2时间段内，随着Vgs从阈值电压Vgs(th)逐渐增大至米勒平台电压Vp，电流Id从0开始逐渐增大至最大值，MOSFET开始导通，并进入恒流区（饱和区）。此时Vds仍旧维持不变，但是实际电路中可能会由于各种杂散寄生电感等因素的影响，也会产生一部分压降损失，导致实际的Vds会略微下降。同三极管类似，MOSFET在饱和区内具有相似的放大特性，其公式为：Id=gfs*Vgs，gfs为MOSFET的跨导，可从规格书中得到。
在t2t3时间段内，当Id逐渐增大至最大值（由电路参数决定）时，MOSFET开始进入米勒平台，由于电流Id已经达到最大值保持不变，所以Vgs=Id/gfs亦保持不变，即从公式角度也可以解释米勒平台。在t2t3时间段内，Vds开始以一定斜率下降。但是实际下降的斜率在整个时间段内并非一直保持不变。因为MOSFET的Cgd电容在这个过程中是变化的，一开始Cgd较小，之后变大，所以实际的VDS曲线斜率会稍有变化，即一开始Cgd电容小，电压下降较快，之后Cgd电容较大，电压下降较慢，Cgd电容值的变化曲线如图7所示。
图7
在t3之后，MOSFET进入可变电阻区，米勒平台结束，Vgs电压在栅极电荷的驱动下继续升高至最大值，Vds则电压下降至最低值Rds(on)*Id。图3 MOSFET导通曲线的简化版如图8所示，分析问题时图8已经足够使用。MOSFET关断时的分析过程相反，其变化曲线如图9所示。
图8
图9
t1和t2的时间可以根据RC充放电原理进行近似计算，t1=RgCissln(Vgs/(Vgs-Vgs(th)))，t2= RgCissln(Vgs/(Vgs-Vp))，其中Vgs为栅极驱动电压大小，Rg为栅极驱动电阻。t2值近似于规格书中的参数延时导通时间td(on)。米勒平台的持续时间tp可以通过以下公式近似计算：由于该时间段内Vp保持不变，因此栅极驱动电流大小Ig=(Vgs-Vp)/Rg，tp=Qgd/Ig。tp=t3-t2，近似于规格书中的参数上升时间tr。
2. MOSFET损耗分析
MOSFET损耗主要有开关损耗（开通损耗和关断损耗，关注参数Cgd(Crss)）、栅极驱动损耗（关注参数Qg）和导通损耗(关注参数Rds(on))等。
以如图10所示的同步BUCK拓扑为例进行说明，由于高侧的开关管Q1和低侧的同步管Q2组成一个半桥结构，为了防止两个MOSFET同时导通而使输入回路短路，因此两个MOSFET的驱动信号会存在一个死区时间，即两个MOSFET都关断。在死区时间内，由于电感的电流不能突变，因此同步管Q2的寄生体二极管将率先导通进行续流。正是由于体二极管导通后，同步管Q2才被驱动导通，在忽略二极管压降的情况下，同步管Q2导通时两端电压为0，可以看作是0电压导通；同步管Q2导通后，其两端电压为0直至关断，因此也是0电压关断。因此，同步管Q2基本没有开关损耗，这意味着对于同步管的选取，功耗主要取决于与导通电阻RDS(on)相关的导通损耗，而开关损耗可以忽略不计，因此不必考虑栅极电荷Qg。而高侧的开关管Q1由于开通和关闭时都不是0电压，因此要基于导通损耗和开关损耗综合来考虑。
图10
所谓开关损耗是指MOSFET在开通和关断过程中，电压和电流不为0，存在功率损耗。由前述MOSFET导通过程可知，开关损耗主要集中在t1~t3时间段内。而米勒平台时间和MOSFET寄生电容Crss成正比，其在MOSFET的开关损耗中所占比例最大，因此米勒电容Crss及所对应的Qgd在MOSFET的开关损耗中起主导作用。因此对于MOSFET的选型，不仅需要考虑栅极电荷Qg和栅极电阻Rg，也需要同时考虑Crss(Cgd)的大小，其同时也会在MOSFET的上升时间tr和下降时间tf参数上有间接反映，MOSFET的关键参数如图11所示。
图11
MOSFET的各种损耗可以通过以下公式近似估算：
导通损耗：
Q1管：P(HO) = D × (IO 2 × RDS(ON) × 1.3)；
Q2管：P(LO) = (1 - D) × (IO 2 × RDS(ON) × 1.3)；
系数1.3主要是考虑MOSFET的导通电阻会随着温度的升高而增加。栅极驱动损耗：
PGC = n ×VCC × Qg × fSW；
n表示MOSFET的个数（MOSFET选型相同时），fSW表示开关频率；栅极驱动损耗主要是发生在电源控制芯片上，而非MOSFET上，但是其大小与MOSFET的参数有关。开关损耗：
PSW = 0.5× Vin × Io × (tr + tf) × fSW；
系数0.5是因为将MOSFET导通曲线看成是近似线性，折算成面积功率，系数就是0.5；Vin是输入电压，Io是输出电流；tr和tf是MOSFET的上升时间和下降时间，分别指的是漏源电压从90%下降到10%和漏源电压从10%上升到90%的时间，可以近似看作米勒平台的持续时间，即图3中的(t3-t2)。另外，规格书中的td(on)和td(off)可以近似看作是Vgs电压从0开始上升到米勒平台电压的时间，即图3中的t2。
本文原文来自CSDN，作者：chenhuanqiangnihao