反激变压器EMI问题分析调试与设计

反激变压器EMI问题分析调试与设计

反激变压器是反激式开关电源的核心器件，其性能直接影响电源的电磁兼容特性。本文详细分析了反激变压器在EMI（电磁干扰）方面的影响因素，并提供了多种优化设计方法，包括漏感影响分析、共模噪声耦合分析以及实际案例解析，为电源设计工程师提供了宝贵的参考。

反激变压器漏感对EMI的影响分析与设计优化

什么是漏感

当两个存在磁路匝链关系的自感，磁通没有完全耦合，就有了漏磁通，就产生了漏感；初级绕组和次级绕组不能完全耦合，就会存在漏感，漏感是反激开关变压器的重要指标。

漏感的影响分析

漏感的存在可以与电路中的电容或者变压器绕组之间的分布电容构成振荡回路，满足振荡条件后，产生振荡，向外辐射电磁能量，造成电磁干扰。反激电路控制开关MOS管关断瞬间会在反激变压器漏感两端产生反电动势，尖峰电压不加以处理容易击穿开关MOS管。因此，漏感对电路性能和转换效率的影响特别重要。

如何减小反激变压器漏感

反激变压器的漏感与初次级线圈的圈数、初级线圈的耦合程度、磁芯材质、磁芯气隙、线圈绕制平整度及宽度等因素相关；减小反激变压器漏感的措施如下：

• 减少初次级绕组的匝数
• 增大绕组宽度
• 增加初次级绕组之间的耦合程度（三明治绕法）
• 选用高饱和磁感应强度、低损耗的磁性材料
• 减小气隙，对改善漏感比较明显
• 绕线密度、平整度也会影响漏感

反激变压器共模噪声耦合分析与设计优化

在反激开关电源中，共模电流主要有两条路径。一是从原边MOS管的漏极通过对参考地的分布电容形成的电流路径，流过LISN后返回源头；此种情况通过将MOS管散热片接地即可将共模电流旁路到源端基本可以解决。二是通过变压器初次级分布电容耦合到副边，再通过副边对参考地的分布电容形成电流路径，流过LISN后返回源头；此种情况相对复杂，需要通过变压器设计来解决，是EMI工程师面临的挑战。

反激变压器等效电路模型

变压器绕组的电场特性及其EMI效应：变压器原副边绕组本身存在电场耦合，即原副边绕组自身的分布电容，此分布电容对EMI的贡献相对较小。变压器原副边绕组间电场耦合，即原副边绕组间的分布电容，此电容将原边开关噪声耦合到副边，并通过副边与参考地间的分布电容（或者副边接参考地）耦合到LISN，被EMI接收机拾取到，造成传导测试超标；同时，形成的电流环路为辐射发射提供了耦合路径。

单绕组变压器寄生电容及等效模型：
双绕组变压器寄生电容及等效模型：
多绕组变压器等效模型：

根据反激变压器等效模型可知，解决反激变压器原副边共模噪声耦合的主要方案是：增加共模滤波器插入损耗，减小反激变压器分布电容。

降低反激变压器共模耦合电容的方法

• 增加原边绕组间的距离
• 减小原副边绕组间的面积
• 采用低介电系数的绝缘胶带
• 原副边采用更完全的屏蔽
• 改变电位分布
• 增加原副边跨接电容补偿

信号发生器+示波器测量反激变压器共模噪声电流

变压器共模噪声电流测试原理图

• 测试原理图说明：
• Cps是原边对副边的分布电容
• Csp是副边对原边的分布电容
• Cpsh是原边对屏蔽绕组的分布电容
• Cssh是副边对屏蔽绕组的分布电容

根据基尔霍夫节点电流定律得出共模电流的计算公式如下：
多绕组变压器测试方法示意图及说明
变压器共模电流测试设备说明
变压器共模电流测试结果说明

理论上希望原副边的分布电容为零是最好的，这样就原副边就不存在共模电流，实际上是无法做到的。设计中尽可能的使其越小越好，就如右图中2和4，三角波是信号源。

变压器共模噪声实际测试波形

反激变压器共模噪声电流设计优化

（一）改变变压器绕组线端点位降低共模有效电容
两个导体互相绝缘的导体之间，中间加入介质就构成了电容，电容的容值的大小受到两者之间平行长度，距离、介质材料影响，在介质、平行长度都不改变的前提下，增大两者之间的距离是降低容值最简单易行的办法。
将动点与静点位置互换，静点本身就起到了电场屏蔽作用，静点在两个动点之间的情况下，理论是可以实现的。

（二）原副边增加屏蔽降低共模噪声电流

由于屏蔽层屏蔽作用，变压器原副边的共模电荷感应大大降低，相当于原副边的共模有效电容在减小，屏蔽的最终目的是减小共模电流。
最优化屏蔽是共模电流为零

（三）通过跨接电容补偿
对变压器的优化，核心问题将产生噪声的等效电容减小至零。如何来减小等效电容，可以通过原副边增加补偿电容的方式来解决。如果是过补偿可以在副边高电位动点到原边地之间增加跨接电容；如果是欠补偿则可以在原边高电位和副边地之间增加跨接电容。
上图中Qps=Qsp，即当VpCps=VsCsp时，变压器副边的净电荷将相互抵消为零。
Negative CADD1=-CBD Positive CADD2=n.CBD

（四）通过变压器绕组设计减小EMI
对于相邻绕组来说，如果绕组是均匀且紧密绕制的，其总电容是可以用间距为d，相对面积为2πrh的平板电容器来计算的。,其中d为绕组间距，h为绕组高度，r为绕组对磁芯中心的距离。
绕组两端的dv/dt已知，假设此dv/dt沿绕组均匀变化，则相邻绕组间流过的共模电流可以积分求得。简单结论，相邻绕组间的共模电流，与相邻绕组的dv/dt的平均值的差成正比。因此，设计时的原则即是尽量减小相邻原副边绕组的dv/dt之差。
绕组设计的原则是：原边绕组与紧邻的副边绕组电压差越小，则两者之间在绕组均匀绕制时的dv/dt就越小，原副边的共模耦合电流就越小。
原副边之间dv/dt的方向和变压器绕组的极性是有关系的，也与电路的拓扑结构有关。副边整流二极管或同步整流二极管在正极或者负极，对EMI性能影响很大，应引起重视。

副边整流二极管或者同步整流二极管放在负极时，会使原边耦合到副边的共模电流无法回流到原边，通过副边对地分布电容到参考地回流到源端，使原边到副边的电流，与副边到原边的电流同向，共模电流加剧。
同步整流原副边共模电流噪声总是同方向增强的

（五）增加补偿绕组降低共模电流
传统方法在原副边之间增加铜箔屏蔽并将其接原边地的方法，可有效降低原副边之间的dv/dt，从而降低共模电流。磁场穿过铜箔产生涡流效应的同时，降低了原副边的磁场耦合，增加了功率损耗，且生产效率降低。
使用补偿绕组，即可以达到降低原副边之间dv/dt，抑制共模电流，还可以改善原副边之间的磁场耦合，减小功率损耗。补偿绕组是一个一端接地，另一端悬空的绕组，优势是便于自动化生产，且使用灵活。
下图给出了两电容模型中共模电流为正值时的接法：既可以从原边地开始，以相对原边的相反极性绕制，也可以从副边高电位开始，以相对副边的相同极性继续绕制。绕制完成后，可以通过测量电容来确定变压器已经达到平衡。

补偿屏蔽绕组的灵活应用
传导测试数据对比
测试说明：

• 黑色是未增加屏蔽的传导测试数据。
• 深蓝色是使用铜箔屏蔽的传导测试数据。
• 紫红色是使用补偿屏蔽绕组的传导测试数据。
• 结论是使用补偿绕组效果是最优。

（六）调整反激变压器共模有效电容的各种方法总结
外加补偿电容
调整绝缘层厚度
调整绕线方式
引入等电位导体
调整屏蔽体面积

反激变压器设计EMI问题案例

问题现象描述

电源板卡传导测试多片板卡时，发现300KHz频点在最差的板卡上余量3dB，不满足6dB设计余量管控标准要求。

整改前传导测试数据

问题分析过程：
①对比分析问题现象跟随板卡，与外部条件无关，判断是板卡差异导致的一致性问题。
②将不良板卡与OK板卡关键器件互换，做排除试验，其结果是不良现象跟随反激变压器单体，初步锁定反激变压器生产制造一致性问题。
③分别测试不良单体变压器与OK单体变压器的共模电流，发现共模电流越小，传导余量越大，初步结论是与变压器共模电流大小成相关联。
变压器共模电流与传导测试数据对应表
④分别拆解OK变压器与NG变压器进行比对，发现OK变压器绕线平整，疏密均匀，而NG变压器绕线绕线紧密，疏密不均匀。
变压器拆解对比图

问题原因分析

反激变压器补偿绕组绕线不平整，影响原副边分布电容参数，引起不同变压压器共模电流离散性较大，导致变压器传导测试一致性问题。从不同单体反激变压器共模电流测试数据来看，补偿绕组过补偿严重，是导致反激变压器传导一致性差的根本原因。

问题解决方案

问题源头是变压器补偿绕组过补偿，改善措施是降低补偿绕组圈数，从10匝降到5匝，测试反激变压器共模电流降低到-37,再次进行传导测试，300KHz频点余量均≧16dB，改善效果非常明显。

修改补偿绕组后的传导测试数据

问题长期改善方案

已经批量板卡，由于变压器是安规器件，客户已经认证完成，继续使用改善前的变压器型号。新开案项目使用改善后的变压器型号，并逐步淘汰旧型号变压器。