深度解析：300GHz全电子太赫兹无线通信系统实验研究
深度解析：300GHz全电子太赫兹无线通信系统实验研究
导读：太赫兹波（THz）作为电磁波谱中一个独特的频段，其频率介于微波和红外线之间，具有巨大的带宽潜力和高速传输能力。近年来，随着5G通信技术的快速发展，太赫兹通信因其超宽带特性而备受关注，被认为是未来6G通信的关键技术之一。本文将介绍一个基于纯电子学器件的300GHz太赫兹无线通信系统实验研究，探讨其传输性能与发送信号波特率、发送电压之间的关系。
太赫兹波作为一种新的高频段资源，可承受更大的带宽和传输速率，成为新一代宽带通信的研究热点。本文基于纯电子学器件搭建的300GHz的太赫兹无线通信系统，对传输性能进行了实验探究，以验证传输性能，传输速率和发送电压之间的关系。目前，在不使用功率放大器(PA)的情况下，100m是全电子太赫兹无线传输系统能达到的最大距离。
随着信号传输速率的提高，其所需的带宽也随之增加，则需要更多的频谱资源来支持日益增长的通信需求。一种解决方案是通过先进的调制方案和信号处理技术来提高频谱效率。另一种解决方案则是使用更高载波频率来增加信道带宽，以提供足够的传输容量。而现有低频段频谱资源已趋于饱和，处于更高频段的太赫兹无疑具有极大的应用前景。
太赫兹无线通讯系统
本实验中所搭建的太赫兹纯电传输系统的结构如图1所示。在发射端，首先由一个12.5 GHz的本地振荡器(Local Oscillator,LO)经过 24 倍上变频的倍频器生成300GHz的射频信号，接着把Matlab离线产生的发射数据载入输出波特率范围在0~12GHz的任意波形发生器(ArbitraryWaveformGenerator，AWG)中，由其产生所需要的模拟信号，完成数字信号到模拟信号的转换，之后携带了调制信息的信号经过上倍频的射频信号相互拍频产生300GHz的太赫兹信号。
图2展示发送端和接收端离线数字信号处理具体过程。发送数据通过星座点调制产生正交振幅调制(QAM)信号，串并转换后进行离散傅里叶变换(DFT)扩频。扩频后的信号进行归一化，插入导频，每个离散多音调制(DMT)符号中有400个子载波携带了正交相移键控(QPSK)或16阶正交幅度调制信号(16QAM)，同时有4个子载波作为导频等间隔均匀插入到有效子载波中，另外将余下的子载波设为0以起到直流偏置和过采样的作用。
导频和子载波合并后进行共轭对称，512个子载波共轭对称后为1024个子载波，由于快速傅里叶逆变换的共轭性质，经过IFFT之后信号变成实数信号，方便进行强度调制。
由于采用了DFT扩频技术，在IFFT处理之前，每个子载波上的数据已不再是独立的源数据，而是各个源数据的叠加，相当于每个源数据扩展到了多个子载波上构成单载波，同时接收端中每个有效子载波的信噪比在FFT之后被重新分配，由此实现了DMT信号峰值平均功率比的降低。在IFFT之后，又加上了长度为16的循环前缀以避免符号间干扰的影响 。
太赫兹信号通过一个增益为25dBi的喇叭天线发射。高频段的太赫兹信号在自由空间传输过程中损耗较大，因此需要对300GHz信号进行放大以支持无线传输。同时由于高频段的HA孔径相对较小，可以采用直径较小的平凸透镜来集中太赫兹光束并最大化接收端HA的接收功率。具体来说，Lens-1的直径为10cm，而Lens-2的直径更大，为30cm。实验场景如图1(b)所示。发送端和接收端位于复旦大学江湾校区地下车库的两端。
接收端通过外差相干的方式进行检测：经过50m无线传输后，毫米波信号通过Lens-2聚焦，并由一个同样型号的喇叭天线HA-2接收。接收信号由具有33 dB增益的低噪声放大器放大。由于信号载频的频率过高，无法直接由数字示波器采样，故需要进行一次电域的下变频过程。LO-2的本振频率为12.79 GHz，同样经过24倍上变频后进入混频器Mixer-2与接收信号混频得到中频信号，中频为6.96GHz。下变频后，中频信号通过具有26dB增益的电放大器进行增强，并最终由具有100GSa/s采样率和33GHz~3dB带宽的数字存储示波器捕获。
实验结果分析
全电子太赫兹传输系统的发送和接收的天线均采用透镜天线的形式，由于试验场地中间有多个障碍物造成干扰，为实现最佳的通信性能，接收透镜天线需要严格地对准发送透镜天线，同时与2个喇叭天线之间距离也要保持在透镜焦点。通过瞄准镜对准并根据示波器电谱找到最佳信号接收位置后，分别传输了DFTs-DMT-QPSK信号和DFTs-DMT-16QAM信号，以探究此系统的传输性能。
2.1 系统性能与发送信号波特率的关系
首先，将无线传输距离固定在50m，取AWG最高发送电压1V，发送信号的波特率在0~12 GHz之间改变，得到的误码率-波特率曲线如图3所示。图3(b)和图3(c)是基带带宽为6 GHz和12 GHz时解得的DFTs-DMTQPSK信号星座图；图3(d)和图3(e)是波特率为2 GHz和4 GHz时解得的DFTS-DMT-16QAM信号星座图。可以看到，误码率整体随信号的波特率增加而升高。对于DMT-QPSK信号，如图3(a)所示，信号随着发送波特率从6 GBaud增加到12GBaud，BER缓慢上升，这主要是由于信噪比的下降。图4展示了接收机性能随误码率的变化，可以看到，随着信噪比的增加，系统性能快速提升。而随着波特率的增加，ISI现象变得更加明显，信噪比逐渐下降，导致系统性能下降。DFTS-DMT-16QAM信号相比而言恶化速度更快。
对于DMT信号，传输净比特率=波特率×每符号比特数×(1-判决开销)×每帧中有效OFDM符号占比×每符号中有效子载波占比×(1-循环前缀长度占比)。根据以上关系式，去除7%的硬判决开销，DFTS-DMT-QPSK可在3.8×10-3FEC 门限下实现8×2×93%×1×(400/1024)×(64/65)Gbit/s=5.72 Gbit/s的无误码稳定传输；在软判决门限(2.4× 10-2)的限制下DFTS-DMT-16QAM的波特率最高可做到2 GHz左右，去除20%的软判决开销，可以实现净速率2×4×80%×1×(400/1024)×(64/65)Gbit/s=2.46Gbit/s的DFTS-DMT-16QAM信号传输。
2.2 系统性能与信号发送电压的关系
其次，由图4可知，信号波特率越小，系统信噪比越高。为了探究系统性能与发送电压的关系，将发送信号的波特率固定在2GHz，改变AWG的输出信号电压。由此得到的误码率‒发送电压曲线如图5所示。1Vpeak-to-peak发送信号电压对应的电功率为4dBm，该混频器损耗为12dB，这样对应的输出太赫兹功率为-8dBm。图5中，2GBaud的DMT-16QAM信号满足20%软决策前向纠错阈值2.4×10-2，信号随着输入电压从500mV增加到800mV，BER下降，这主要是由于信噪比的提高。当输入电压继续增加时，由于混频器的饱和效应，系统性能开始恶化。最佳输入电压为900mV，在此功率点，最小FEC前BER为0.0069。
结论
本实验实现了50m距离300GHz的太赫兹可靠传输，对比分析了波特率和发送电压对信号质量的影响，对今后的研究与实际应用具有指导意义。同时进行的100m太赫兹的无线传输，由于缺少功率放大器，发送信号的功率不足，导致接收信号信噪比较低，因此只能进行低带宽传输。在当前太赫兹高频段研究的热潮下，纯电子学太赫兹系统仍然是5G前传网络的一种有效解决方案，太赫兹无线传输在未来高速无线网络和大数据应用领域拥有相当可观的前景。
本文原文来自CSDN