DC-DC反馈电阻大小如何取值
DC-DC反馈电阻大小如何取值
当使用DC-DC（直流-直流）转换器的时候，大多数硬件工程师会遇到分压反馈电阻的取值问题。在实际应用中，通常会直接采用手册中推荐的分压电阻阻值。即使没有与输出电压完全匹配的分压电阻阻值，一般也会选择接近的电阻大小。然而，偶尔会有一些人思考：我想降低系统功耗，因此想让反馈（FB）的分压电阻增大若干倍，那么这样做是否存在风险呢？
分压电阻主要影响4个方面：
1、效率
2、输出电压精度
3、噪声敏感性
4、稳定性
一、效率
开关式DC/DC转换器具有相对较高的效率，这是因为它们利用低损耗组件（如电容、电感和开关）为负载提供电力输送。高效率带来了更长的电池使用时间，从而延长了便携式设备的工作时间。
对于低功耗的DC-DC转换器，典型的电阻式反馈设计要求分压器电阻（R1+R2）具有非常大的总电阻（高达1MΩ）。这样可以最小化反馈分压器上的电流，避免将该电流加到负载上。如果反馈分压器的电阻较小，则电池必须为相同负载提供更多的电流和功率，导致效率降低。这种情况对于需要长时间使用电池的便携式应用来说并不理想。
设计实例1
根据图1的结果显示，在反馈电阻较低的情况下，低负载时的效率会下降。在我们的示例中，我们使用了TI（德州仪器）的TPS62060EVM转换器，其中输入电压为5V，输出电压为1.8V，并启用了节能模式。在高负载电流下，负载功耗远远超过了电阻式反馈网络本身的功耗。这就是为什么不同R1和R2值的效率主要集中在高负载电流下的原因。然而，在低负载电流下，不同反馈电阻的效率差异更加明显。这是因为分压器的电流主导了负载的电流。因此，为了实现更高的轻负载效率，一种较好的设计方法是使用产品说明书中建议的较大的反馈电阻值。如果在某个特定设计中轻负载效率并不重要，那么可以在对效率影响不大的情况下使用较小的电阻值。
二、输出电压精确度
我们刚刚讨论了如何使用较大的反馈电阻来提高效率。然而，选择的电阻过大可能会对转换器的输出电压精确度产生影响。这是因为存在进入转换器反馈引脚的漏电流。
图2展示了电阻式反馈分压器（R1和R2）的电流路径。当反馈漏电流（IFB）保持不变时，随着R1和R2值的增加，R1的电流（IR1）会减小。因此，增加分压器电阻意味着更大比例的漏电流进入反馈引脚，并且R2的电流（IR2）降低，导致反馈引脚电压（VFB）低于预期。我们将VFB与内部基准电压进行比较来设置输出电压，因此任何反馈电压的误差都会导致输出电压不精确。基于基尔霍夫电流定律，我们可以推导出方程式1来描述VFB与R1和R2的关系：
需要注意的是，在实际系统中，反馈漏电流IFB并非固定不变，它会受到器件的差异以及工作状态的影响而变化。为了估算由于漏电流引起的输出电压的最大变化情况，我们需要在计算中使用IFB的最大规定值。这样可以确保我们考虑到了漏电流的最不利情况。
设计实例2
方程式1和TI的TPS62130降压转换器可用于绘制反馈引脚电压及相应输出电压的关系图（请参见图3）。这个电压图是基于理想电阻的情况下绘制的，假设使用反馈分压器电阻可以生成一个3.3V的输出电压，并且反馈引脚电压为0.8V。在考虑误差时，唯一需要考虑的是产品说明书中规定的最大反馈漏电流为100nA。
根据图3，可以观察到随着反馈分压器电阻的增加，反馈引脚电压会下降。通过对反馈引脚电压的补偿，转换器的输出也得到了相应的补偿。当电阻较低时，没有对反馈引脚电压进行补偿，并且输出电压会调整到设计要求的3.3V。
如果我们使用产品说明书建议的最大电阻器R2值（400kΩ，总共1650kΩ的分压电阻），则漏电流仅会导致较小的输出电压下降。一般来说，产品说明书规定电阻器的最大值是为了确保输出电压维持在产品说明书规定的精确度范围内。
三、噪声敏感性
电阻式分压器是转换器中的一个噪声源，也被称为热噪声。当使用较大的电阻值时，这种噪声会增加。
此外，较大的电阻会导致更多的噪声耦合进入转换器中。产生这种噪声的源头有很多，包括AM和FM无线电波、手机信号以及PCB上的开关式转换器或RF发射器。甚至开关式DC/DC转换器本身也可能产生噪声，特别是在PCB布局不当的情况下。由于电阻式分压器连接到反馈引脚，转换器的闭环增益会放大噪声，并且噪声会出现在输出端。为了降低对其他噪声源的敏感性，设计人员可以采用较小的反馈电阻、更理想的电路板布局或者实施屏蔽措施。尽管使用较小的反馈电阻可以降低噪声敏感性，但代价是效率稍有降低。
四、控制环路、瞬态响应和转换器稳定性
理想情况下，在使用网络分析仪进行测量时，一个稳定的转换器应具有至少45°的相位裕度。较大的相位裕度可以降低甚至消除输出电压振荡，从而防止输入电压瞬态或负载瞬态对电压敏感型负载造成损害。
根据不同的控制拓扑，产品说明书可能要求或建议在电阻式反馈网络中使用前馈电容（CFF）。图4展示了这样的配置。通过在电阻式分压器上添加前馈电容，可以产生零点和极点，增加转换器的相位裕度和交叉频率，从而实现更高带宽和更好的系统稳定性。
由图所示电路传输函数，分别利用方程式2和3计算出零点fz和极点fp：
很明显，零点和极点都取决于电阻分压器和前馈电容的取值。因此，当我们改变电阻值以优化效率、电压精度或噪声时，会对系统的整体环路产生影响。为了保持稳定性，在确定了零点之后，我们需要根据前面提到的零点值或者产品说明书中建议的零点值来计算一个新的前馈电容值，使用方程式4：
设计实例3
通过使用TI TPS62240降压转换器，我们可以观察到电阻式分压器对转换器的稳定性产生的影响。在本例中，我们使用了Vin=3.6V，Vout=1.8V，Lout=2.2uH，Cout=10uF和Iload=300mA这些参数配置。
图5和图6展示了三种不同电阻式分压器网络的闭环响应以及相应的瞬态响应。每个网络都使用一个前馈电容来描述分压器网络组件如何影响降压转换器的稳定性。当使用产品说明书建议的数值作为分压器网络组件的取值时（R1=365 kΩ, R2=182 kΩ和CFF =22pF），转换器是稳定的，并且具有59°的相位裕度。其瞬态响应也验证了这一点，输出电压略微下降，并且没有出现振荡。
当反馈分压器电阻按比例降低至R1=3.65kΩ和R2=1.82kΩ，但使用相同的前馈电容CFF=22pF时，反馈网络的零点和极点会发生变化。频率响应表明转换器的稳定性较差，相位裕度为40°。转换器的瞬态响应证实输出电压下降更多，并且出现了更多的振铃现象。为了保持原始的频率响应和稳定性，我们需要重新计算CFF值，以适应新的反馈电阻值。
利用方程式4，根据新的更小电阻值，我们可以计算出适应的新前馈电容值为2200pF。这样得到的结果与第一种情况类似。相位裕量为56°，转换器是稳定的，其瞬态响应也得到了验证，输出电压稍微下降，并且没有发生振荡。
对于使用前馈电容的转换器而言，在改变电阻式分压器的值时，很容易降低转换器的稳定性。然而，这个例子仅仅表明只要适当调节前馈电容，改变这些值就可以维持相同的频率响应和瞬态响应。也就是说，通过调整前馈电容的取值，我们可以在改变电阻式分压器的情况下保持相同的转换器性能。
特殊情况设计
如果设计人员必须使用前馈电容来提高稳定性，并且一些转换器的内部补偿要求特定的CFF值时，我们不应使用方程式4。相反，设计人员应按照产品说明书中的建议设计方程式进行操作。例如，对于TITPS61070转换器，它具有高侧反馈电阻器（R1）的内部补偿。产品说明书建议使用下面的设计方程式，以添加一个与R1并联的电容：
结论
电阻式反馈分压器或网络对于DC/DC转换器的效率、输出电压精确度、噪声敏感度和稳定性都有影响。为了获得产品说明书中列出的具体性能，选择与产品说明书建议值相符的反馈组件非常重要。然而，有时系统要求可能会偏离这些建议，以满足其他设计目标。在理解这些不同参数之间的优缺点后，设计人员才能正确地选择更大或更小的电阻来满足其应用需求。