PMSM电机驱动器硬件设计
PMSM电机驱动器硬件设计
永磁同步电机（PMSM）驱动器的硬件设计是电机控制系统中的关键环节。本文详细介绍了电机驱动器硬件设计中的几个核心部分：电机电流反馈、母线电流检测、电机电压反馈以及栅极驱动。通过具体的电路设计和参数计算，为工程师和技术人员提供了一个全面的技术参考。
电机控制算法利用电机信号的采样测量，包括直流总线电源电压、每个电机相的电压、每个电机相的电流。需要正确设置一些硬件相关参数，才能正确识别电机并使用磁场定向控制 (FOC) 有效运行电机。
1.1电机电流反馈
采样方式：单电阻+放大，双电阻+放大，三电阻+放大，霍尔电流传感器。
采样位置：上桥臂，下桥臂，电机线
1.1.1 采用三电阻进行电机三相电流检测
1.1.1.1偏置电压产生
为了使得电流检测能够检测正负两个方向的电流，需要一个偏置电压。此处采用电压跟随器作为1.65V基准电压生产。
1.前面的R63 R64 和C71 作为幅值减半和低通滤波电路，截止频率：1/(2pi(R63//R64)C),其中//为并联运算。
2.后面R73和C75用作低通滤波，截止频率为1/(2pi*RC)=445K。
此外可使用电压基准芯片REF系列或者TLV431产生基准电压：
1.1.1.2 差分放大器测电流
下图显示了电机电流如何表示为电压信号，并经过滤波、放大和偏移至 ADC 输入范围的中心。该电路用于三相 PMSM 的每个相。
其中R53为采样电阻，R54，R55，C68起滤波作用。由采样电阻两端电压到M1_IU_P/N两端电压的传递函数为
G ( s ) = 1 ( R 54 + R 55 ) C 68 S + 1 G(s)=\frac{1} {(R_{54}+R_{55})C_{68}S+1}G(s)=(R54 +R55 )C68 S+11
此外使用差分放大电路做电压放大，采样电阻电流IIN和ADC采集电压COMP_IU的关系如下：
V o u t = V o f f s e t + I i n × R s h u n t × R 45 R 39 + R 54 Vout = Voffset + Iin × Rshunt × \frac{R45}{R39+R54}Vout=Voffset+Iin×Rshunt×R39+R54R45
在这里Voffset=1.65v，Rshunt=0.01Ω，差分放大电路放大倍数为Gi=8.876，所以容许的最大电流Imax计算如下：
I m a x = V A D C M A X R s h u n t × G i = 3.3 V 0.01 Ω × 8.876 = 37.18 A Imax =\frac{V_{ADCMAX}}{Rshunt × Gi}= \frac{3.3V}{0.01Ω × 8.876}=37.18AImax=Rshunt×GiVADCMAX =0.01Ω×8.8763.3V =37.18A
在加上电压偏置的情况下，能测得的最大电流为正负18.59A。
1.1.2 母线电流检测
1.1.2.1偏置电压产生
母线电流不是双向信号，因此可以将 DC 电流偏移设置为最小值或最大值，以提高 DC_link 电流的 ADC 采样范围，如图 2-34 所示。将 R64 从 4.70k (OHM) 更改为 47.5K (OHM)/1% 电阻，作为参考偏移电压，计算可得参考偏移电压为3.3*47.5/(47.5+4.7)=3.00V。
1.1.1.2 差分放大器测电流
此外同样采用和1.1.1.2 节相同的差分放大电路测电流。
1.2 电机电压反馈
1.2.1母线电压
磁链观测器需要电压反馈，以便在最宽的速度范围内实现最佳性能，相电压直接从电机相测量，而不是软件估算。下图显示了如何使用基于电阻分压器的电压反馈电路过滤和缩放电机电压以适应 ADC 输入范围，类似的电路用于测量电机的三个相以及直流总线。
考虑到 ADC 输入的最大电压为 3.3 V，可以按电阻分压计算出本参考设计中微控制器可测量的最大相电压反馈为：
3.3/8.2*(332+332+332+8.2)=404.1V,另外C70的选取和所有的电阻组成低通滤波器，截止频率为：
1/(2pi((R59+R60+R61)//R62)*C70)=416.7HZ。
其中电压1V的ADC电压对于Gv=1/8.2*(332+332+332+8.2)=122.46V的母线电压。
1.1.2 相电压
对于电机相电压而言，磁链观测器需要电压滤波器极点，以便准确检测电压反馈。 滤波器应足够低以滤除 PWM 信号，同时允许高速电压反馈信号通过滤波器。一般而言，几百 Hz 的截止频率足以滤除 5 到 20 kHz 的 PWM 频率。仅当超高速电机运行时才应更换硬件滤波器，超高速电机产生的相电压频率约为几 kHz。
另外要在MCU的ADC采样端口加稳压二极管，防止ADC端口电压过大烧坏MCU。
1.3栅极驱动
峰值栅极驱动电流和平均栅极驱动电流是设计开关功率- mosfet系统(如电机驱动)时应考虑的两个关键参数。
峰值驱动电流（拉电流/灌电流）：栅极驱动器输出的最大峰值电流，如DRV8353可调为10mA 至 1A 峰值拉电流 – 20mA 至 2A 峰值灌电流，该值限制了MOS开关速度；
平均栅极电流：平均栅极驱动电流是当功率mosfet不断开关时从栅极驱动器所需的平均电流。
如前所述，开关功率MOSFET的电荷量很小(STL90N10F7的Qg为60nC)，但当开关MOSFET在kHz范围内时，该电荷将平均为来自栅极驱动器电源的恒定电流，该值限制了PWM最大频率；平均电流计算方式：
I A V G = Q G ∗ 一 个 周 期 所 有 M O S F E T 开 关 次 数 ∗ 开 关 频 率 I_{AVG} = Q_G * 一个周期所有MOSFET开关次数*开关频率IAVG =QG ∗一个周期所有MOSFET开关次数∗开关频率
1.MOS开关时间（米勒平台区域）：MOSFET开通时间=Qgd/最大拉电流，MOSFET关闭时间=Qgd/最大灌电流，根据此时间设置死区
例：STL90N10F7配合DRV8353计算开通关断时间，DRV8353智能栅极驱动器的拉电流和灌电流设置为50mA
STL90N10F7：Qg=60nC，Qgd=13nC，则MOS开关时间：
T s l e w = Q g d / I s o u r c e = 260 n s T_{slew}=Q_{gd}/I_{source} = 260nsTslew =Qgd /Isource =260ns
根据该时间设置软件死区时间即可。
2.PWM最大频率：
根据上面平均电流的计算方式，已知栅极驱动器的平均电流供电能力和MOSFET的Qg，可以计算出该MOSFET的最大PWM频率：
例：STL90N10F7配合DRV8353在120°梯形波调制和SVPWM正弦波调制时的最大PWM频率：
Trapezoidal 120° Commutation: IAVG > Qg × ƒPWM，一个周期驱动一个管子
Sinusoidal 180° Commutation: IAVG > 3 × Qg × ƒPWM，一个周期驱动3个上管开关一次
由于DRV8353采用电荷泵为栅极驱动供电，电荷泵最大电流输出能力为25mA，MOSFET时最大频率为：
f P W M = I A V G / 3 / Q g = 138.888 k H Z f_{PWM}=I_{AVG}/3/Q_g=138.888kHZfPWM =IAVG /3/Qg =138.888kHZ
该值是上管驱动时的计算方式，一个周期一个周期驱动3个上管开关一次，驱动多个MOS时，一个周期所有MOSFET开关次数要匹配；
力为25mA，MOSFET时最大频率为：
f P W M = I A V G / 3 / Q g = 138.888 k H Z f_{PWM}=I_{AVG}/3/Q_g=138.888kHZfPWM =IAVG /3/Qg =138.888kHZ
该值是上管驱动时的计算方式，一个周期一个周期驱动3个上管开关一次，驱动多个MOS时，一个周期所有MOSFET开关次数要匹配；