电源完整性设计中的VRM行为模型介绍

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电源完整性设计中的VRM行为模型介绍

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CSDN

https://blog.csdn.net/sinat_30055139/article/details/144440174

在当前电子电路系统的电源设计中，不断降低工作电压以降低功耗的同时，控制电源网络的噪声对实现可靠的电子系统变得越来越重要。当最耗电的负载（如CPU）需要大量电流时PDN会出现电压下降，影响系统的可靠性。因此，在大电流阶跃变化期间，PDN需要具备能够在有限的噪声裕度内保持干净的输出电压能力。

从电源完整性评估的链路完整性来看，由于有源元件的非线性，包括电压调节器模块（VRMs）的PDN不能由无源元件建模。因此，为了获得准确的仿真结果，需要对VRM采用严格的建模方法，以保证链路完整性和评估精确性。

目前VRM常使用简单的RL电路建模，并提供电压行为，这种模型能够进行有限的PDN分析。然而，RL电路不能适用于所有的工作条件，基于无源组件的VRM无法再现有源组件mosfet和反馈控制器的非线性行为。为了克服这个问题，基于vrm拓扑结构的行为模型建模，选择了VRMs的电流和电压模式等工作条件，并实现了相应的反馈技术。基于拓扑的行为模型能够生成非线性行为，尽管先前的行为模型是可行的，但基于拓扑的模型有一个缺点，即由于控制器和mosfet的反馈组件，无法将所提出的模型应用于不同供应商的vrm。

接下来选择应用于实际高速数字系统中的电流模式降压VRM进行电源开关的行为模型。采用自适应电压（AVP）来减小输出电容，并引入PCB对输出电压的寄生影响来模拟实际系统。对降压型VRM的功率级、反馈回路和控制器组成的通用模型进行了预先建模，以适应降压型变换器的所有情况，一旦通用模型实现，该模型将电压行为与实际设计进行比较，以优化控制器的参数。通过与不同负载电流条件下实测输出电压波形的比较，来验证模型的正确性。

通用模型

基本上，选择的行为模型模拟了DCDC VRM降压的线性和非线性行为，以实现精确的PDN仿真。如下图所示，输入电压由高侧和低侧mosfet调节，PWM控制器产生开关频率为fsw，占空比为D的交流信号。开关节点Vsw连接外部电感L和输出滤波电容Cout来提供Vout到负载电路。当mosfet反复接通和关断时，电感电流iL相应地上升和下降。工作模式如连续导通模式（CCM）和断续导通模式（DCM）决定了VRM在功率级是否具有连续或不连续iL的特性。通常来说，绝大多数的vrm采用电流模式反馈拓扑结构，以最大限度地减少大负载电流下的电压压降。

主要由电阻引起的功率损耗在vrm的功率级进行建模，在此级建模还包括电感器的IR drop、导通电阻引起的电阻性功率损耗、直流电阻的建模。通常，功率级的设计参数可以在目标VRM的datasheet表中找到。

电压和电流控制回路是导致VRM非线性行为的主要原因，电压反馈与控制回路由上图中的反馈电压Vfb激励。反馈电压转化为电流，通过RC网络产生控制电压。电压反馈与控制回路的等效模型如下2所示。控制回路包括上图的C1、C2和r1，这部分可以建模为一个典型的Π型电路控制。因此，设计参数如比例增益（kp）、积分增益（ki）)，低通滤波器LPF的截止频率(fc)等参数应该在这个控制器中建模。控制电压Vc被送入比较器，在PWM控制器中产生一个交变导通信号。

电流反馈回路在近年来的VRM中也得到了应用，为了收集电感电流并产生控制信号，电流反馈回路应包括几个设计参数。在前图中，通用电流反馈回路包括Rsense将电感器电流感应为电压，感应到的电感电流馈送到的增益为αi的放大器。最后，电流环产生比较信号Ri*iL，Ri为反馈环路总增益，控制信号被送入比较器并在PWM控制器中产生导通信号。

在电流和电压反馈回路建模完成后，需要对建模后的设计参数进行优化。为了模拟实际设计的电压行为，通常将其与电压波形的阶跃响应进行比较，优化目标VRM的实测阶跃响应如下图所示。为了测量阶跃响应，在VRM的输出端施加一个电压控制的电流源，阶跃电流在0ms时应用于实际设计和行为模型。在注入阶跃电流后，优化行为模型的设计参数以拟合电压波形。通过优化，得到的阶跃响应VRM可以使用多个设计参数建模。跌落恢复（0.02~~0.08ms）主要受积分增益及其直流增益限制的影响，比例增益控制控制回路的稳定性（0~~0.02ms）。最后，瞬态边缘的下垂电压与电流反馈环的总增益成正比。使用基于拓扑的行为模型，可以通过描述通用模型对不同平台和公司的vrm进行建模。然而，在基本的通用模型中没有考虑PCB寄生和AVP，导致PDN分析不准确和有限。

PCB电源寄生的影响

下图显示了简化的降压型VRM，包括输出阻抗网络中的寄生电感。给定开关电感电流，则输出电容的电流可由下式描述：

Ts=1/fsw是切换时间，ΔiLpp是电感电流的peak-to-peak，D‘=1-D。根据PCB和电容的寄生特性，输出电压波形可以分为三部分，如下图所示，由于等效串联电感（ESL），会产生急剧的直流偏置。

从上图可以看出，导通时的正直流偏置表示电容器电流的急剧增加斜率；另一方面，电容电流在关断时间的递减斜率表现为输出电压的负直流偏置，直流偏置幅值如下式所示：

其中ESL和Lpcb分别为等效串联和PCB寄生电感，输出电容的剩余部分可以通过电容电流ic(t)来分析。最后，包括寄生在内的输出电压行为可以建模为输出阻抗网络行为的总和，输出电压解析表达式为：

基于行为模型的自适应电压sense

AVP与VRM在重载条件下的阶跃响应有关，采用和不采用AVP设计的输出电压波形如下图所示。可以观察到，如果没有AVP设计，输出电压会经历与负载电流相关的欠冲和过冲电压。采用AVP设计，使用相同数量的输出电容，允许的电压容限增加了一倍，很明显，AVP设计允许更少的输出电容。

为了将AVP设计应用于行为模型，对电压反馈回路进行了更新，修改后的电压反馈回路如下图所示。基本上，AVP设计利用感应电感电流作为电压反馈环路上的补偿电压。在空闲状态下的iL下，电压控制器被设计为正常工作，当需要负载电流时，附加电流∆idroop将加到其空闲电流iL上，如果Rdroop设置为零，则∆idroop不会影响反馈电压和VRM开始恢复电压下垂造成的负载电流。但是，当Rdroop使能时，补偿电压Δdroop将会根据反馈电压的电压跌落进行补偿，最终，误差放大器提供误差信号Verr，与空闲状态相同，PI控制器不会补偿电压下降，基于行为模型中的AVP设计，期望所提出的模型既能启用AVP功能，又能适用于不同厂商的vrm。

模型验证

通过实际设计的单相降压变换器，验证了降压型VRM的行为模型，为了完成验证，将阶跃响应与VRM中有和没有AVP设计的电压测量进行了比较。在ADS中实现的行为模型分别如下图所示。输入电压范围为提供-0.3~7V电压，保证CPU系统正常运行,功率级辅助电路如下：外部电感240μH，输出电容260μF，mosfet导通电阻为10mΩ，电感直流电阻为2mΩ。

在实际设计的稳态下，对PCB寄生的行为模型进行了验证，输入电压为13V，配置输出电压为1.05V。下图为行为模型与测量值的电压对比。