MOSFET驱动器与MOSFET的匹配设计
MOSFET驱动器与MOSFET的匹配设计
在DC/DC转换和电机控制等应用中，MOSFET驱动器与MOSFET的匹配设计是一个关键环节。本文将从功耗计算、管芯尺寸影响、峰值电流需求等多个维度，深入探讨如何实现MOSFET驱动器与MOSFET的最佳匹配。
1. 概述
在设计中选择合适的MOSFET驱动器时，需要考虑多个变量。主要参数包括：
- 输入至输出的传输时延
- 静态电流
- 抗闭锁能力
- 电流驱动能力
MOSFET驱动器的功率消耗也会影响封装的选择和驱动器的最终选择。
2. MOSFET驱动器的功耗
对MOSFET的栅极进行充电和放电需要同样的能量，无论充放电过程快或慢（栅极电压的上升和下降）。因此，MOSFET驱动器的电流驱动能力并不影响由MOSFET栅极的容性负载产生的驱动器功耗。
MOSFET驱动器的功耗包含三部分：
- 由于MOSFET栅极电容充电和放电产生的功耗。
- 由于MOSFET驱动器吸收静态电流而产生的功耗。
- MOSFET驱动器交越导通（穿通）电流产生的功耗。
从上述公式推导得出，三部分功耗中只有第一部分与MOSFET栅极电容充电和放电有关。这部分功耗通常是最高的，特别是在很低的开关频率时。
为了计算这部分功耗，需要知道MOSFET的栅极电容。MOSFET的栅极电容包含两个电容：栅源电容和栅漏电容（密勒电容）。通常容易犯的错误是将MOSFET的输入电容（CISS）当作MOSFET总栅极电容。确定栅极电容的正确方法是查看MOSFET数据手册中的总栅极电容（QG）。这个信息通常显示在任何MOSFET的电气特性表和典型特性曲线中。
表1显示了500V、14A、N沟道MOSFET的栅极电容在数据手册中的典型示例。需要注意的是，数据手册表中给出的数值与它们的测试条件有关：栅极电压和漏极电压。这些测试条件影响着栅极电荷的值。图1显示了同一个MOSFET在不同栅极电压和漏极电压下栅极电荷的典型特性曲线。应确保用来计算功耗的栅极电荷值也满足应用条件。
从图1的曲线中选取VGS = 10V的典型值，我们得到总栅极电荷为98 nC（VDS = 400V）。利用Q = C * V关系式，我们得到栅极电容为9.8 nF，这大大高于表1中列出的2.6 nF的输入电容。这表明当计算栅极电容值时，总栅极电容值应从总栅极电荷值推导而来。
当使用电气特性表中栅极电荷的最大值来进行最坏情况设计时，这个值应根据设计中的漏源电压和栅源电压进行调整。
利用表1给出的MOSFET信息并以图1为例，在VGS为12V，开关频率F = 250 kHz和漏源电压为400V时，由MOSFET栅极电容的充放电而产生的MOSFET驱动器的功耗为：
通过使用图1的曲线并找到12V时对应的QG值可以得到CG的值。用QG除以12V就得到CG的值。已知QG等于CG * VG，PC公式可重写为：
需要特别留意的是，公式中的电压被取了平方。因此，减小栅极驱动电压可以显著减小驱动器的功耗。对于一些MOSFET，栅极驱动电压超过8V至10V并不会进一步减小MOSFET电阻（RDS-ON）。以上述MOSFET为例，10V栅极驱动电压时功耗为：
栅极电压减小了16%（从12V减小至10V），而得到的由栅极驱动的功耗减小了28%。进一步可以看到由于栅极电压减小，也降低了交越传导损耗。
公式3显示由于MOSFET驱动器交越导通而产生的功耗，通常这也被称为穿通。这是由于输出驱动级的P沟道和N沟道场效应管（FET）在其导通和截止状态之间切换时同时导通而引起的。
交越导通特性在MOSFET驱动器数据手册中显示为“交越能量—电源电压”典型特性曲线。图2给出了这个曲线示例。
交越常数的单位通常为安培-秒（A*sec）。这个数值与工作频率相乘得到平均电流值。图2证明了先前讨论的这一点。也就是，当偏置电压增加时，交越常数也增加，因此驱动器的功率消耗（由于交越导通）也增加。反之，减小驱动器电压导致驱动器功耗减小。
需要留意的一点是当使用双路驱动器时，交越常数通常表示驱动器两部分的工作。如果只使用了驱动器的一部分，或者驱动器的两部分工作在不同的频率，对于驱动器每部分的计算，只需要采用这个值的一半。
以图2所示的信息为例，我们假设这是单输出驱动器，工作VDD为12V，工作频率为250 kHz。基于上述曲线，交越常数定为5.2*10-9。
对于这个驱动器，在这个电压和频率下工作，其功率消耗相对微不足道。通常，当驱动器的电流驱动能力增加时，由于穿通电流导致的损耗也相应增加。这些损耗可能很大，必须在选择MOSFET驱动器封装时加以考虑。
表贴和引脚穿孔的封装，有8引脚MSOP，8引脚DFN和5引脚TO-220封装，便于工程师选择最适合应用的封装。
3. 管芯对栅极电容的影响
可以想见，MOSFET管芯的尺寸越大，栅极电荷的影响就越大。只要翻翻任何生产厂家的数据手册就可以证明这一点。在管芯尺寸与栅极电荷关系上，您会发现：
管芯尺寸增加，总栅极电荷也增加。随着硅片技术的进步，新MOSFET可能与老器件具有相同的管芯尺寸，却具有较少的总栅极电荷。然而，采用相同硅片技术的MOSFET仍然使用于这个基本准则，即管芯尺寸增加，栅极充电所需的能量也增加。
管芯尺寸经常表示为Hex尺寸。下列表2给出了不同MOSFET Hex尺寸下典型管芯尺寸和总栅极电容值。
现在许多供应商也提供“低栅极电荷”版本的MOSFET，可以提供更快的开关时间和更低的栅极充电损耗。这些器件可以使应用工作在更高的速度，而的功率MOSFET的开关损耗更低，并且MOSFET驱动器的栅极电荷损耗也更低。
4. 峰值电流驱动的需求
针对MOSFET驱动器的讨论主要是考虑内部和外部因素而导致MOSFET驱动器产生功耗。所以必须计算出MOSFET驱动器的功率损耗，进而利用计算值为驱动器选择正确的封装和计算结温。
在应用中使MOSFET驱动器与MOSFET匹配主要是根据功率MOSFET导通和截止的速度快慢（栅极电压的上升和下降时间）。任何应用中优化的上升/下降时间取决于很多因素，例如EMI（传导和辐射），开关损耗，引脚/电路的感抗，以及开关频率等。
MOSFET导通和截止的速度与MOSFET栅极电容的充电和放电速度有关。MOSFET栅极电容、导通和截止时间与MOSFET驱动器的驱动电流的关系可以表示为：
上述公式假设电流（I）使用的是恒流源。如果使用MOSFET驱动器的峰值驱动电流来计算，将会产生一些误差。
MOSFET驱动器以驱动器的输出峰值电流驱动能力来表示。这个峰值电流驱动能力通常在两个条件之一下给出。这两个条件为MOSFET驱动器输出短路到地或MOSFET驱动器输出处于某一特定电压值（通常为4V，因为这是MOSFET开始导通并且密勒效应开始起作用时的栅极门限电压）。通常，峰值电流也表示在器件最大偏置电压下的电流。这意味着如果MOSFET驱动器工作在较低的偏置电压，MOSFET驱动器的峰值电流驱动能力会降低。
5. 设计案例
利用下列设计参数，可以计算出MOSFET驱动器的峰值驱动电流：
使用前面推导的公式：
这个公式得出的峰值驱动电流为0.5A。然而，设计参数中栅极驱动电压为12V。在选择合适的驱动器时，这个参数也应在考虑之中。例如，您选择的驱动器在18V时标称电流为0.5A，则在12V时，其峰值输出电流将小于0.5A。基于这个原因，对于这个特殊的应用，应选择在峰值输出电流为1.0A的驱动器。
同时还需要考虑在MOSFET驱动器和功率MOSFET栅极之间使用外部电阻，因为这会减小驱动栅极电容的峰值充电电流。这种驱动的配置如图4所示。
6. MOSFET驱动器栅极驱动典型配置
使用MOSFET驱动器时可以采用许多不同的电路配置。很多时候，由于高的峰值电流、驱动电压快的上升/下降时间以及电路板上长走线引起的电感，需要考虑额外的钳位电路。图3至图6显示了经常使用的栅极驱动电路典型配置。
最理想的MOSFET驱动器电路如图3所示。这种配置常用于升压（boost）、反激式和单开关的正激开关电源拓扑结构中。采用正确的布板技巧和选择合适的偏置电压旁路电容，可以使MOSFET栅极电压得到很好的上升和下降时间。除了在偏置电压增加本地旁路电容外，MOSFET驱动器的良好铺地也很重要。
在许多栅极驱动应用中，也可能需要限制栅极驱动的峰值，以降低栅极电压的上升。通常这可以降低由于MOSFET漏极电压的快速上升斜率导致的EMI噪声。通过改换具有更低峰值电流的MOSFET驱动器或增加一个串联栅极驱动电阻，如图4所示，就可以减缓MOSFET栅极电压的上升和下降时间。
MOSFET驱动器并没有放置在它所驱动的MOSFET附近的应用中，驱动器的输出与MOSFET的栅极之间存在电感，这会导致MOSFET栅极电压振荡而超过VDD和低于地（GND）。如果峰值电压超过MOSFET标称的最大栅极电压，MOSFET会损坏，进而导致失效。可以在MOSFET栅极和源极间增加一个齐纳二极管对电压进行钳位，如图5所示。可能的话，应使MOSFET驱动器和MOSFET的走线长度尽可能短，以此限制电感引起的振荡效应。驱动器输出和MOSFET栅极间的电感也会影响MOSFET驱动器在瞬态条件下将MOSFET栅极维持在低电平的能力。
图6显示了使用栅极驱动变压器的两种不同栅极驱动配置。栅极驱动变压器可以用在高压或低压的应用中，从而在控制电路和功率MOSFET之间提供隔离，而这种隔离是为了满足安全要求，或者是提供高端浮空栅极驱动。
6中的电路A和电路B显示了单开关正激应用中使用的栅极驱动变压器。与MOSFET驱动器输出和栅极驱动变压器串联的电阻和电容用于平衡栅极驱动变压器的电压-时间。由于栅极驱动变压器的电压-时间必须平衡（对任何变压器都一样），在开关周期的截止时间内，功率MOSFET的栅极被施加了一个负的栅源电压。很多时候这会引起导通时开关时间延迟。如果不希望发生这种情况，可以使用B中的电路配置。这个电路使用负的栅极驱动电压来导通另外一个小信号FET，进而短接主功率MOSFET的栅源端子，使其完全截止，并使栅极电压保持在0V。A和B中显示的驱动配置也可以用于双开关的正激拓扑结构。