A类功率放大器简介：共发射极功率放大器
A类功率放大器简介：共发射极功率放大器
射频放大器设计是一项具有挑战性的任务，需要在线性度、效率、增益和输出功率之间进行权衡。在这里，我们将探讨共射电路能否作为功率放大器使用。
本系列之前的文章讨论了小信号放大器，这类放大器通常是为增益和线性度而设计的，而不是为了功率传输。如果后续电路具有纯电容性输入阻抗，那么小信号放大器可能会提供特定的电压或电流增益，而不会向其实际负载传输任何显著的功率。由于小信号放大器不处理高功率水平，因此功率处理能力和功率效率也不属于其主要设计要求。
在接下来的几篇文章中，我们将讨论一些截然不同的内容：射频功率放大器。功率放大器（PA）位于发射机的输出端，负责向天线传输射频功率。我们可以预计，功率放大器的峰值交流电流将在200mA或更高范围内——当然不是小信号。
这就引出了功率放大器和小信号线性放大器之间的一个重要区别。功率放大器的交流电流通常与其静态偏置电流相当。由于功率放大器处理大量交流电流，而大的偏置电流意味着线性度较差，因此我们可以预计功率放大器的非线性度会相当高。即使是A类功率放大器——线性度最高的功率放大器类型，也是本文的主要讨论对象——通常也被设计为提供等于晶体管偏置电流的峰值交流电流。
我们将从研究功率效率和功率处理能力的问题开始我们对A类功率放大器的学习，这两个问题在功率放大器设计中都至关重要。然后，我们将研究是否可以通过使用共射级作为功率放大器来解决这些问题。在进行一些计算之后，我们将以介绍电感加载的A类功率放大器作为结尾。
功率效率和功率处理能力
由于功率放大器被设计为在输出端提供大量功率，因此它们是射频收发器中功耗最大的部分。例如，如果一个向天线传输30kW功率的功率放大器效率仅为50%，那么放大器本身将消耗30kW的功率。这可能会带来相当严峻的热管理问题。
无论功率放大器是向广播发射机的天线传输数十瓦的功率，还是向便携式通信设备的天线传输几瓦的功率，效率都是一个主要问题。即使在低功耗的便携式应用中，低效的功率放大器在产生可用输出功率方面也效果不佳——事实上，功率放大器会浪费电池提供的可用功率。使用效率更高的功率放大器，可以延长电池供电设备的使用时间。
功率放大器设计的另一个挑战来自于其通常处理的大信号。考虑一个向50Ω天线传输1W射频功率的便携式设备。这要求在天线端提供20V的峰峰值电压摆幅和200mA的峰值电流。可以看出，即使在这个低功耗应用中，晶体管也必须处理高电压和高电流水平，以在输出端提供所需数量的射频功率。
同时，在更高功率的应用中，有源器件必须处理更大的电压和电流。晶体管在它们可以处理的最大电压和电流水平以及它们在不被损坏的情况下可以承受的最大功率方面都是有限的，因此这可能会带来问题。
共射级作为功率放大器的可能性
我们来探讨一下将共射（或共源）级用作功率放大器（PA）的可能性。
仅通过使用足够大的晶体管，我们能否有效地提供大量的输出功率？假设图1所示的共射级要向50 Ω负载电阻（RL）提供1 W的功率。
图1. 共射放大器。
为了使图1中的电路用作功率放大器（PA），我们显然需要使用一个功率晶体管，该晶体管能够在不损坏的情况下消散几瓦到几十瓦之间的任何功率。然而，主要问题仍然是如何最大化电路的输出功率。
负载的电压和电流的乘积决定了所提供的功率。为了实现最大输出功率，因此应选择偏置点以最大化负载的电压和电流摆幅。当晶体管在其有源区的中间偏置时，可实现最大摆幅。为了找到适当的偏置点，我们为集电极支路写一个KVL方程：
其中：
- iC是总集电极电流
- vCE表示集电极和发射极之间的总电压，包括直流和交流分量。
这个方程给出了电路的交流负载线，也在图2中绘制。iC的任何可能值和相应的vCE都落在交流负载线上。
图2. 共射电路的交流负载线。偏置点（ICQ和VCEQ）可在两条虚线的交点处找到。
在我们的简单示例中，交流负载线和直流负载线是相同的。这使得确定电压和电流限制变得容易——当晶体管截止（iC = 0）时，整个电源电压因此出现在集电极和发射极之间（vCE = VCC）。另一方面，对于饱和晶体管，集电极和发射极之间会出现非常小的电压降（通常为0.1 V）。忽略这个小的电压降，我们找到了集电极电流的最大值：
交流负载线显示了电路中的电流和电压限制。通过将所使用的特定类型晶体管（BJT、FET等）的特性曲线叠加在交流负载线上，我们可以很容易地确定信号何时超出晶体管的线性范围。
为了获得最大摆幅，我们选择交流负载线中间的偏置点（ICQ和VCEQ）。ICQ是静态集电极电流：
VCEQ是静态集电极-发射极电压：
因此，流过RL的峰值交流电流为：
换句话说，在最大输出功率的情况下，我们可以假设集电极电流由偏置电流ICQ和幅度为ic,max的正弦电流分量组成：
其中⍵是交流信号的频率。
计算功率效率
负载所获得的功率有两个分量：来自偏置电流的直流功率和我们希望最大化的交流功率。由于我们知道集电极的峰值交流电流（ic,max），我们可以计算出负载所获得的交流功率的平均值为：
请注意，这是负载的最大交流功率。当没有交流信号时，负载所获得的交流功率为零。
我们可以使用以下方程来计算电源电压所提供的平均功率。方程6帮助我们创建了右侧更复杂的版本，该版本很快就会证明是有用的：
其中T是信号的周期。
一个周期内的正弦项的平均值为零，因此方程8简化为：
ICQ的公式可以在方程3中找到。
最后，使用方程7和9，可以计算出放大器的最大效率为：
这意味着为了向负载提供1 W的功率，电源必须提供4 W的功率。额外的3 W功率部分在晶体管中损失，其余部分作为RL中的直流功率损失。实际上，可实现的效率可能远低于25%。
现在我们已经知道如何计算最大效率，接下来让我们找到最佳负载。
计算最佳负载
方程3和方程4共同表明，为了使晶体管实现最大输出功率，RL和晶体管的偏置点之间必须存在一定的关系。换句话说，对于给定的偏置条件，存在一个使输出功率最大化的最佳负载。
根据最大功率传输定理，我们可能会认为最佳RL取决于晶体管的输出阻抗。然而，它仅取决于VCC和偏置点。这实际上是一个有趣（有时令人困惑）的观点，但它值得更详细的解释，这将留待以后进行。现在，让我们考虑图3中的共射电路。
图3. 电源电压为12 V，静态电流为0.75 A的共射放大器。
给定电源电压VCC = 12 V和静态电流ICQ = 0.75 A，RL的什么值将产生最高的输出功率？
我们通过重写方程3来求解RL，从而得到最佳负载电阻的公式。
对于上面给出的电源电压和静态电流值，这可以计算出：
图4显示了三个不同负载电阻值（RL = 4 Ω、8 Ω和13.33 Ω）的负载线。该图帮助我们可视化对于给定的静态电流，不同的负载电阻如何产生不同的电压摆幅，从而产生不同的输出功率值。
图4. 三个不同负载电阻值的负载线：RL = 4 Ω（紫色）、RL = 8 Ω（蓝色）和RL = 13.33 Ω（橙色）。
结果：
- 当RL = 4 Ω时，我们观察到在VCEQ = 9 V时实现了ICQ = 0.75 A。在这种情况下，峰峰值摆幅为6 V（是RL = 8 Ω时摆幅的一半）。
- 最佳值RL = 8 Ω导致集电极-发射极直流电压VCEQ = 6 V，该电压位于负载线的中间。
- RL = 13.33 Ω导致VCEQ = 2 V，这再次产生了小于最佳值的峰峰值摆幅。
我们在本文的计算部分开始时问道，是否可以使用简单的共射级来有效地提供大量的输出功率。看来答案是“否”。但这是为什么呢？
共射级的缺点
使用简单的共射级时，偏置电流始终流过负载。因此，总有等于RLICQ2的直流功率在负载中被浪费，仅用于偏置晶体管。使用方程7，您可以验证这个直流功率是我们可以向负载提供的最大交流功率的两倍。
这是电路效率低的原因之一。此外，我们计算的是最大可能效率。如果交流信号低于最大摆幅，效率将进一步下降。
该电路的另一个缺点是，对于给定的电源电压，它提供的电压摆幅相对较小。例如，考虑向50 Ω天线提供1 W射频功率的问题。正如我们上面提到的，这需要提供20 V的峰峰值电压摆幅和通过天线的200 mA峰值电流。
如图2所示的交流负载线所示，最大峰峰值摆幅等于VCC。因此，我们需要大于20 V的电源电压才能向天线提供1 W的功率！许多便携式设备使用的电源电压要小得多。
电感加载的甲类功率放大器
图5显示了更实用的甲类放大器的基本电路图。该放大器通过使用感性负载和直流阻断电容器来规避上述一些问题。
图5. 电感加载的甲类放大器的基本电路图。
让我们来检查上述模型的各个标注部分。
- RL是电阻。它代表我们希望向其提供功率的实际负载。
- L1是电感。它足够大，可以在感兴趣的频率下充当交流开路——我们将这种电感称为“射频扼流圈”。
- VCC是电源电压。我们将在下一篇文章中看到，电感加载级可以具有对称的电压摆幅，该摆幅是VCC值的两倍。
- Req是使输出功率最大化的最佳负载。
- C1是电容器。它阻断直流电流，但在感兴趣的频率下充当交流短路。
使用匹配网络将RL转换为Req。由于匹配网络几乎总是使用反应性元件（电感器和电容器）来实现，因此输送到匹配网络输入端的功率会在RL中消散。为了防止RL中的任何直流消散，集电极通过C1连接到匹配网络。如上所述，C1用于阻断直流电流。